Если на канальном уровне все беспроводные сети семейства 802.11 имеют одну и ту же архитектуру, то физический уровень для сетей разных стандартов различен. Именно на физическом уровне определяются возможные скорости соединения и методы модуляции и физического кодирования при передаче данных.

Стандарт IEEE 802.11g предусматривает различные скорости соединения: 1; 2; 5,5; 6; 9; 11; 12; 18; 22; 24; 33; 36; 48 и 54 Мбит/с. Одни из них являются обязательными для стандарта, а другие — опциональными. Кроме того, для различных скоростей соединения применяются разные методы модуляции сигнала.

При разработке стандарта 802.11g рассматривались две несколько конкурирующие технологии: метод ортогонального частотного разделения OFDM, заимствованный из стандарта 802.11a и предложенный к рассмотрению компанией Intersil, и метод двоичного пакетного свёрточного кодирования PBCC, опционально реализованный в стандарте 802.11b и предложенный компанией Texas Instruments. В результате стандарт 802.11g содержит компромиссное решение: в качестве базовых применяются технологии OFDM и CCK, а опционально предусмотрено использование технологии PBCC.

Прежде чем переходить к рассмотрению методов модуляции, используемых в 802.11g, отметим, что данным стандартом, как и стандартами 802.11b/b+, предусмотрено применение частотного диапазона от 2,4 до 2,4835 ГГц, который предназначен для безлицензионного использования в промышленности, науке и медицине (Industry, Science and Medicine, ISM). Однако, несмотря на возможность безлицензионного применения данного частотного диапазона, существует жесткое ограничение максимальной мощности передатчика. Поэтому при выборе способов кодирования и модуляции сигнала необходимо решить две основные проблемы.

С одной стороны, скорость передачи в беспроводной сети должна быть как можно более высокой, чтобы конкурировать с проводными сетями и удовлетворять современным потребностям пользователей. Рост скорости передачи приводит к увеличению ширины спектра, что крайне нежелательно, поскольку частотный диапазон передачи ограничен.

С другой стороны, уровень полезного сигнала должен быть достаточно низким, чтобы не создавать помех другим устройствам в ISM-диапазоне. Таким образом, передаваемый сигнал должен быть едва различим на уровне шума, но в этом случае необходимо разработать алгоритм безошибочного выделения сигнала на уровне шума. Уменьшение мощности передаваемого сигнала достигается за счет использования технологии уширения спектра и «размазывания» сигнала по всему спектру.

Еще одна проблема — это обеспечение должного уровня помехоустойчивости протокола.

К сожалению, одновременное выполнение всех перечисленных условий невозможно, поскольку они противоречат друг другу. Таким образом, выбор конкретного метода кодирования и модуляции сигнала — это поиск золотой середины между требованиями высокой скорости, помехоустойчивости и ограничения по мощности передачи.

Последовательности Баркера. Скорости передачи 1 и 2 Мбит/с

Скорости передачи 1 и 2 Мбит/с, предусмотренные стандартом 802.11g в качестве обязательных скоростей соединения, применяются также и в стандартах 802.11b/b+. Для реализации этих скоростей соединения используются одни и те же технологии модуляции сигнала и уширения спектра DSSS методом прямой последовательности (Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS).

Основной принцип технологии уширения спектра (Spread Spectrum, SS) заключается в том, чтобы от узкополосного спектра сигнала, возникающего при обычном потенциальном кодировании, перейти к широкополосному спектру, что позволит значительно повысить помехоустойчивость передаваемых данных.

При потенциальном кодировании информационные биты передаются прямоугольными импульсами напряжений длительности T. При этом ширина спектра сигнала обратно пропорциональна длительности импульса. Поэтому чем меньше длительность импульса, тем больший спектральный диапазон занимает такой сигнал.

Чтобы повысить помехоустойчивость передаваемого сигнала (то есть увеличить вероятность безошибочного распознавания сигнала на приемной стороне в условиях шума), можно воспользоваться методом перехода к широкополосному сигналу, добавляя избыточность в исходный сигнал. Для этого в каждый передаваемый информационный бит встраивают определенный код, состоящий из последовательности так называемых чипов.

Информационный бит, представляемый прямоугольным импульсом, разбивается на последовательность более мелких импульсов-чипов. В результате спектр сигнала значительно расширяется, поскольку ширину спектра можно с достаточной степенью точности считать обратно пропорциональной длительности одного чипа. Такие кодовые последовательности часто называют шумоподобными кодами. Наряду с уширением спектра сигнала уменьшается и спектральная плотность энергии, так что энергия сигнала как бы размазывается по всему спектру, а результирующий сигнал становится шумоподобным, то есть его трудно отличить от естественного шума.

Возникает вопрос: для чего усложнять первоначальный сигнал, если в результате он становится неотличимым от шума? Дело в том, что кодовые последовательности чипов обладают уникальным свойством автокорреляции. При этом можно подобрать такую последовательность чипов, для которой функция автокорреляции, отражающая степень подобия функции самой себе через определенный временной интервал, будет иметь резко выраженный пик лишь для одного момента времени. Таким образом, функция будет подобна самой себе только для одного момента времени и совсем не похожа на самое себя для всех остальных моментов времени. Одна из наиболее известных таких последовательностей — код Баркера длиной в 11 чипов. Код Баркера обладает наилучшими среди известных псевдослучайных последовательностей свойствами шумоподобности, что и обусловило его широкое применение. Для передачи единичного и нулевого символов сообщения используются соответственно прямая и инверсная последовательности Баркера.

В приемнике полученный сигнал умножается на код Баркера (вычисляется корреляционная функция сигнала), в результате чего он становится узкополосным, поэтому его фильтруют в узкой полосе частот, равной удвоенной скорости передачи. Наоборот: любая помеха, попадающая в полосу исходного широкополосного сигнала, после умножения на код Баркера становится широкополосной, а в узкую информационную полосу попадает лишь часть помехи — по мощности примерно в 11 раз меньшая, чем помеха на входе приемника. Основной смысл применения кода Баркера заключается в том, чтобы гарантировать высокую степень достоверности принимаемой информации и при этом передавать сигнал практически на уровне помех.

Технология уширения спектра кодами Баркера используется для скорости передачи как 1, так и 2 Мбит/с. Различие этих двух режимов передачи заключается в методах модуляции сигнала.

При передаче данных на скорости 1 Мбит/с применяется двоичная относительная фазовая модуляция (Differential Binary Phase Shift Keying, DBPSK).

Напомним, что при фазовой модуляции для передачи логических нулей и единиц используют сигналы одной и той же частоты и амплитуды, но смещенные относительно друг друга по фазе. При относительной фазовой модуляции (также именуемой относительной фазовой манипуляцией) кодирование информации происходит за счет сдвига фазы относительно предыдущего состояния сигнала. При относительной двоичной фазовой модуляции изменение фазы сигнала может принимать всего два значения: 0 и 180°. Например, при передаче логического нуля фаза может не меняться (сдвиг равный 0), а при передаче логической единицы сдвиг фазы составляет 180°.

Учитывая, что ширина спектра прямоугольного импульса обратно пропорциональна его длительности (а точнее, 2/T), нетрудно посчитать, что при информационной скорости 1 Мбит/с скорость следования отдельных чипов последовательности Баркера составит 11Ѕ106 чип/с, а ширина спектра такого сигнала — 22 МГц, так как длительность одного чипа составляет 1/11 мкс.

При передаче данных на скорости 2 Мбит/с вместо двоичной относительной фазовой модуляции используется квадратурная относительная фазовая модуляция (Differential Quadrature Phase Shift Keying, DQPSK). Ее отличие от двоичной относительной фазовой модуляции заключается в том, что изменение фазы может принимать четыре различных значения: 0, 90, 180 и 270°.

Применение четырех возможных значений изменения фазы позволяет закодировать в одном дискретном состоянии (символе) последовательность двух информационных битов (так называемый дибит), поскольку последовательность двух битов может иметь всего четыре различные комбинации: 00, 01, 10 и 11. Но это означает, что ровно в два раза повышается и скорость передачи данных, то есть битовая скорость в два раза выше символьной. Таким образом, при информационной скорости 2 Мбит/с символьная скорость составляет 1Ѕ106 символов в секунду. Важно, что скорость следования отдельных чипов последовательности Баркера будет равна, как и прежде, 11Ѕ106 чип/с, а ширина спектра сигнала — 22 МГц, то есть столько же, как и при скорости 1 Мбит/с.

Комплементарные CCK-последовательности. Скорости передачи 5,5 и 11 Мбит/с

В стандарте 802.11b/b+, кроме скоростей 1 и 2 Мбит/с, обязательными являются также скорости 5,5 и 11 Мбит/с. Поэтому для обеспечения совместимости эти скорости являются обязательными и в стандарте 802.11g.

Для работы на таких скоростях используется иной способ уширения спектра. В данном случае вместо шумоподобных последовательностей Баркера применяются комплементарные коды (Complementary Code Keying, CCK). Однако, кроме функции уширения спектра, ССK-последовательности имеют и другое предназначение. В отличие от 11-чиповых последовательностей Баркера, которых существует всего два варианта (прямая и инверсная) для кодирования логического нуля и единицы, вариантов ССK-последовательностей значительно больше (о том, каким образом они образуются, мы расскажем далее). Использование различных CCK-последовательностей позволяет кодировать в одном символе не один бит, а больше, то есть увеличивать информационную скорость передачи.

В частности, в стандарте 802.11g применяются 64 различные комплементарные последовательности, что позволяет кодировать 8 бит на один символ при скорости 11 Мбит/с и 4 бит на символ при скорости 5,5 Мбит/с. При этом символьная скорость составляет 1,385Ѕ106 символов в секунду при информационной скорости как 11, так и 5,5 Мбит/с.

Комплементарными принято называть такие последовательности, для которых сумма их автокорреляционных функций для любого циклического сдвига, отличного от нуля, всегда равна нулю. Последнее обстоятельство позволяет легко выделять эти последовательности на уровне шума, что в значительной степени увеличивает помехоустойчивость при передаче данных.

В стандарте IEEE 802.11b речь идет о 8-чиповых комплексных комплементарных последовательностях, содержащих элементы с четырьмя различными фазами, значения которых определяются последовательностью входных битов.

Элементы 8-чиповой CCK-последовательности образуются по формулам:

Значения фазы выбирается по первому дибиту, — по второму, — по третьему и — по четвертому. Таким образом, для однозначного определения СCК-последовательности требуется 8 бит входных данных. Обратите внимание, что фаза j1 присутствует во всех членах последовательности. Практически это означает сдвиг по фазе всех членов последовательности на одно и то же значение. По этой причине первый дибит данных задает сдвиг целого символа по фазе по отношению к фазе предыдущего переданного символа.

Для скорости 5,5 Мбит/с в одном символе кодируется 4 бита (два дибита): {d₀, d₁, d₂, d₃}. Для того чтобы закодировать 4 бита в одном символе, необходимо иметь 16 различных дискретных состояний сигнала, каждое из которых определяется той или иной комплементарной CCK-последовательностью. Поэтому для реализации скорости 5,5 Мбит/с требуется иметь набор из 16 различных комплементарных последовательностей. Такой набор сформировать нетрудно, поскольку сами последовательности являются 8-чиповыми и определяются на множестве комплексных элементов {+1, –1, +j, –j}, то есть всего можно сформировать 65 536 различных последовательностей.

Выбор требуемой последовательности для кодирования символа происходит следующим образом. Поступающий поток битов группируется по два дибита, то есть каждая группа формирует один символ. При этом символы делятся на четные и нечетные, а первый дибит {d₀, d₁} задает фазовый сдвиг четных и нечетных символов. Поскольку каждый дибит может принимать четыре различных значения, то и для четных и нечетных символов существуют по четыре возможных сдвига фаз

Таблица 11. Фазовые сдвиги символов, определяемые первым дибитом {d0, d1} .

Следующий дибит {d₂, d₃} определяет остальные фазы CCK-последовательности по формулам:

 

Таким образом, для задания CCK-последовательности при кодировании 4 бит/символ используют только 2 бита данных (второй дибит). Этот дибит, принимающий одно из четырех возможных значений, позволяет задать одну из четырех комплементарных CCK-последовательностей. Первый дибит определяет сдвиг по фазе всего символа (причем возможен сдвиг на четыре различных значения) и применяется в относительной фазовой модуляции. Следовательно, набор из четырех возможных комплементарных последовательностей с последующей относительной квадратурной фазовой модуляцией позволяет сформировать 16 дискретных состояний сигнала и закодировать 4 бита в одном символе. Как нетрудно рассчитать, при информационной скорости 5,5 Мбит/с символьная скорость составит

5,5/4 = 1,375 мегасимволов в секунду. Учитывая, что сами по себе CCK-последовательности являются 8-чиповыми, частота следования отдельных чипов составляет 11 МГц, а ширина спектра сигнала — соответственно 22 МГц.

При скорости 11 Мбит/с в одном символе кодируется одновременно 8 бит данных. При этом первый дибит последовательности данных, как и прежде, задает сдвиг фазы при относительной фазовой модуляции целого символа в зависимости от того, четный он или нечетный, а остальные три дибита 8-битовой последовательности данных определяют оставшиеся фазы, причем значение выбирается по второму дибиту, — по третьему и — по четвертому. Значение сдвига фаз определяется по

Итак, для задания CCK-последовательности используют только 6 бит данных (второй, третий и четвертый дибиты). А поскольку 6 бит данных могут иметь 64 различные комбинации, то при кодировании каждого символа применяется одна из 64 возможных восьмиразрядных CСK-последовательностей.

Таблица 12. Фазовые сдвиги символа, определяемые вторым, третьим и четвертым дибитами.

Набор из 64 возможных комплементарных последовательностей с последующей относительной квадратурной фазовой модуляцией позволяет сформировать 256 дискретных состояний сигнала и закодировать 8 бит в одном символе. При информационной скорости 11 Мбит/с символьная скорость составит 11/8 = 1,375Ѕ106 символов в секунду. Учитывая, что сами по себе CCK-последовательности являются 8-чиповыми, частота следования отдельных чипов составляет 11 МГц (1,375 МГцЅ8), а ширина спектр сигнала — 22 МГц.

<< Назад Содержание Вперед >>