Стандарт DVB-T для цифрового эфирного ТВ-вещания в диапазоне ДМВ для Европы и других стран был принят в 1996 г. — на два года позже аналогичных стандартов для спутниковых (DVB-S) и кабельных (DVB-C) каналов связи. Эта задержка была вызвана необходимостью применения более сложных технических методов передачи цифровой информации при сохранении приемлемой стоимости цифрового эфирного телевизора, а также из-за не очень высокой коммерческой конъюнктуры ввиду отсутствия свободных ТВ-каналов в диапазоне ДМВ для большинства стран Европы.

При цифровом эфирном ТВ-вещании основным разрушающим фактором для цифрового канала являются помехи от многолучевого приема. Этот вид помех весьма характерен для эфирного приема в городах с разноэтажной застройкой из-за многократных отражений радиосигнала от зданий и других сооружений.

При многолучевом приеме в декодер поступают две (или более) одинаковые по характеру чередования символов, но сдвинутые по времени цифровые последовательности. Поскольку анализ переданного значения символа "0" или "1" в декодере обычно производится в середине символа, то в случае, если задержка радиосигнала второго луча становится близкой или больше половины длительности символа, происходит резкий рост цифровых ошибок, вплоть до полного разрушения цифрового канала.

При стационарном эфирном ТВ-приеме бороться с многолучевостью можно путем применения остронаправленных многоэлементных ТВ-антенн, что обычно и делается в системах коллективного эфирного приема. Но это не решает проблемы полностью, так как при этом нельзя будет гарантировать уверенный прием цифровых ТВ-программ на переносные и перевозимые ТВ-приемники, в которых используются простые ТВ-антенны. Радикальным решением этой проблемы является применение в эфирных каналах ТВ-вещания модуляции COFDM (Coded Orthogonal Division Multiplexing), которая специально разработана для борьбы с помехами при многолучевом приеме.

При COFDM используется ортогональное частотное мультиплексирование совместно с помехоустойчивым канальным кодированием. Сочетание канального кодирования (аббревиатура С) с ортогональным частотным мультиплексированием (аббревиатура OFDM) обозначается как COFDM. Метод COFDM хорошо известен и широко используется в цифровых системах радиовещания (DAB) в Европе, Канаде, Японии и др.

При COFDM последовательный цифровой поток преобразуется в большое число параллельных потоков (субпотоков), каждый из которых передается на отдельной несущей. Группа несущих частот, которая в данный момент времени переносит биты параллельных цифровых потоков, называется "символом COFDM". Благодаря тому, что используется большое число параллельных потоков (обычно 1705 или 6817 субпотоков), длительность символа в параллельных потоках получается существенно больше, чем в последовательном потоке данных (соответственно 280 или 1120 мкс — в зависимости от числа используемых субпотоков). Это позволяет в декодере задержать оценку значений принятых символов на время, в течение которого изменения параметров радиоканала из-за действия эхо-сигналов прекратятся, и канал станет стабильным.

Таким образом, при COFDM временной интервал символа субпотока Ts делится на две части — защитный интервал D, в течение которого оценка значения символа в декодере не производится, и рабочий интервал символа Tu, за время которого принимается решение о значении принятого символа (рис. 1). Отметим, что для правильной работы системы эхоподавления необходимо, чтобы защитные интервалы находились не в начале, а в конце символов S2, S3 ..., то есть в защитном интервале продолжается модуляция несущей предшествующим символом (рис.1б,г).

Для обеспечения оптимального обмена между топологией (конфигурацией построения) сети ТВ-вещания и эффективностью использования радиоспектра применяются разные значения защитного интервала. Благодаря этому система может использоваться для вещания как в одночастотной сети с большой зоной покрытия, так и для малых зон, обслуживаемых одним передатчиком.

При разработке стандарта DVB-T [3] выбор этих параметров оказался наиболее сложным и дискуссионным вопросом.

Частотный разнос Df между соседними несущими f1, f2 ... fn в групповом радиоспектре OFDM (рис. 2) выбирается из условия возможности выделения в демодуляторе индивидуальных несущих. При этом возможно применение двух методов частотного разделения (демультиплексирования) несущих. Во-первых, с помощью полосовых фильтров и, во-вторых, с помощью ортогональных преобразований сигналов.

Для выполнения условий ортогональности необходимо, чтобы частотный разнос между несущими был постоянен и точно равен значению Df = 1/Tu , то есть на интервале Tu должно укладываться целое число периодов разностной частоты f2 - f1. Выполнение этого соотношения достигается введением в модеме OFDM двух видов сигналов синхронизации: сигналов для синхронизации несущих частот группового спектра и сигналов для синхронизации тактовых частот функциональных блоков демодулятора.

Параметры OFDM. Основные параметры сигналов OFDM приведены в табл. 1.

Таким образом, видно, что спектр группового сигнала OFDM можно разместить в эфирном радиоканале аналогового телевидения с полосой пропускания 8 МГц, обеспечивая между соседними радиоканалами защитные частотные интервалы по ~ 0,39 МГц. Это важный момент, так как согласованность спектра группового сигнала OFDM с существующими радиоканалами эфирной сети ТВ-вещания упрощает внедрение цифровой системы телевидения.

Стандартом для каждого режима модуляции предусмотрены 4 относительных значения защитных интервалов, равные 1/4; 1/8; 1/16 и 1/32 длительности рабочего интервала. Соответствующие им абсолютные значения длительностей защитных интервалов и информационных символов в мкс и периодах тактовой частоты Т0 = 7/64 мкс приведены в табл. 1.

В этой же таблице указан максимальный территориальный разнос между ТВ-передатчиками одной ТВ-программы в синхронной одночастотной сети эфирного вещания, который может выбираться при проектировании сети в пределах от 67,2 до 8,4 км и от 16,8 до 2,1 км соответственно для режимов модуляции 8К и 2К.

Остановимся на причинах, по которым в стандарте эфирного вещания были приняты два варианта режимов модуляции (8К и 2К), поскольку эти факторы необходимо учитывать при проектировании такой сети вещания.

Режим модуляции 8К позволяет в одночастотной сети эфирного вещания использовать территориальный разнос между передатчиками одинаковых ТВ-программ до 67 км. При этом получается большая зона покрытия, приемлемые мощности ТВ-передатчиков и стандартные высоты антенно-мачтовых сооружений. Экономические преимущества такой сети становятся особенно заметными при организации ТВ-вещания в странах с большими территориями, за счет сокращения общего числа передающих ТВ-станций сети. По этим причинам в стандарт был введен режим модуляции 8К.

Технически модем 8К реализуется путем выполнения в модуляторе инверсного дискретного преобразования Фурье и прямого дискретного преобразования Фурье — в демодуляторе телевизора, для чего требуются процессоры с двоичной емкостью 213 = 8192 = 8К. Однако имеющееся в то время первое поколение таких процессоров не подходило для этих целей ни по быстродействию, ни по стоимости, что не позволяло начать одновременно с принятием стандарта разработку аппаратуры с режимом модуляции 8К [2]. По этой причине было принято решение ввести в стандарт второй — технически более простой режим 2К, для которого уже имелись необходимые процессоры с двоичной емкостью 211 = 2048 = 2К.

В итоге был принят общий стандарт с модуляцией 2К и 8К с разным числом несущих. Спецификация стандарта 2К позволяла начать внедрение цифрового эфирного вещания сразу, а спецификация стандарта 8К могла быть реализована позднее, после разработки соответствующего процессора. Отметим, что с появлением процессоров 8К [8] и необходимости построения сети эфирного вещания с большой зоной покрытия, что характерно для Российской Федерации, предпочтение необходимо отдать режиму модуляции 8К и использовать его при создании отечественной сети цифрового эфирного вещания.

Модуляция несущих в групповом сигнале OFDM. Стандартом [3] предусмотрено, что в модеме OFDM могут быть использованы следующие виды модуляции несущих группового сигнала: квадратурная фазовая модуляция (4-ФМ), 16- и 64-уровневая квадратурная амплитудная модуляция (16-КАМ или 64-КАМ) с равномерным или неравномерным расположением вершин векторов сигнала в кодовом пространстве сигналов.

Выбор конкретного вида модуляции из указанных производится в зависимости от требуемой скорости передачи данных с учетом избыточности, необходимой для их помехоустойчивого кодирования. Эту избыточность легко оценить, исходя из того, что при помехоустойчивом кодировании в модеме используются сверточные коды с относительными скоростями: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8, в результате чего скорость цифрового потока после помехоустойчивого кодирования увеличится в число раз, равное единице, деленной на относительную скорость кода. То есть, например, при использовании сверточного кода 3/4, скорость цифрового потока возрастает в 4/3=1,33 раза.

Данные, необходимые для выбора вида модуляции в зависимости от требуемой скорости цифрового потока для различных значений относительной скорости сверточного кода и относительной длительности защитного интервала в информационном символе, приведены в табл. 2 [ 3 ]. Данные этой таблицы не зависят от режима модуляции 8К или 2К, так как при переходе от режима 8К к режиму 2К с уменьшением числа несущих в 4 раза одновременно в 4 раза увеличивается скорость передачи данных на каждой несущей.

Отметим сходство модуляции 4-ФМ с КАМ. При 4-КАМ вершины суммарного вектора (I + Q) лежат в вершинах квадрата (см. рис. 3б), который вписывается в окружность 4-ФМ (см. рис. 3а), т.е. пространства сигналов 4-ФМ и 4-КАМ совпадают. Таким образом, если выбрать одинаковые манипуляционные коды, то сигналы 4-ФМ и 4-КАМ можно будет формировать и демодулировать одними и теми же устройствами, что полезно использовать при создании унифицированного модема OFDM для нескольких видов модуляции.

Применение иерархического метода модуляции позволяет повысить живучесть системы цифрового вещания при неблагоприятных условиях эфирного приема (например, прием при низкой напряженности радиополя, наличие помех от других радиослужб, прием на комнатную антенну и т.п.).

При иерархической модуляции целесообразно использовать более высокие профили стандарта MPEG-2, т.е. вместо основного профиля стандарта MPEG-2 применить профиль с масштабируемым отношением сигнал/шум или специально масштабируемый профиль, при которых живучесть системы при неблагоприятных условиях приема повышается за счет снижения отношения сигнал/шум и четкости ТВ-изображения [6].

В итоге при неблагоприятных условиях, когда не удается демодулировать второй цифровой поток, ТВ-изображение на экране телевизора сохраняется, хотя и воспроизводится с ухудшенным качеством (повышенным уровнем шумов и пониженной четкостью). С улучшением условий приема качества изображения полностью восстанавливается.

Пространство сигналов 16- и 64-КАМ при иерархической модуляции. Переход к иерархической модуляции осуществляется за счет применения двух значений шага дискретизации при дискретизации амплитуд векторов I и Q. Меньшее значение шага дискретизации d1 остается таким же, как и при неиерархической модуляции, а большее значение шага дискретизации d2 выбирается в 2 или 4 раза больше d1, т.е. d2= a x d1, где a = 2 или 4 [3].

Для работы приемного устройства необходимо совместно с информационными символами передавать опорные сигналы, во-первых, сигналы для фазовой автоподстройки опорных частот демодулятора, во-вторых, — сигналы тактовой синхронизации функциональных блоков демодулятора, в-третьих, — сигналы для оценки состояния эфирного радиоканала, в-четвертых, — сигналы управления демодулятором, содержащие информацию о используемых режимах модуляции. Для этих целей в каждом символе OFDM для режимов модуляции 8К и 2К выделено, соответственно, 769 и 193 опорных несущих, которые по сравнению с информационными несущими передаются с повышенной на 2,5 дБ мощностью.

Для фазовой автоподстройки опорной сетки когерентных частот демодулятора [8] используются так называемые фиксированные опорные несущие, частотные позиции которых в каждом символе OFDM постоянны.

Для повышения живучести системы OFDM и снижения числа цифровых ошибок в демодуляторе ведется оценка текущего состояния амплитудно-частотной характеристики сквозного радиоканала модема, на основании чего производится расчет текущей переходной характеристики радиотракта и выбирается оптимальный временной интервал ("временное окно") для декодирования информационных сигналов. Для этой цели используются так называемые рассредоточенные опорные несущие, частотные позиции которых смещаются при переходе от одного символа OFDM кадра к другому символу OFDM (см. рис. 7). Причем эти изменения номеров рассредоточенных несущих производятся с периодом 4 символа OFDM, т.е., например, частотные позиции рассредоточенных несущих в символе OFDM c номером 0 и номером 3 совпадают. В результате такого периодического сдвига частот рассредоточенных опорных несущих происходит более точное частотное сканирование сквозной АЧХ радиотракта модема. Для этой цели используются в режимах 8К/2К соответственно 524 и 131 рассредоточенных опорных несущих, которые модулируются опорной псевдослучайной последовательностью.

Кроме того, эта система помехоустойчивого кодирования должна снизить коэффициент цифровых ошибок на выходе демодулятора с 10-1 ...10-2 до уровня 2 x 10-4, что необходимо для нормальной работы указанной выше унифицированной внешней системы кодозащиты модема OFDM. Для повышения помехоустойчивости цифровой поток с выхода внешней системы кодозащиты модулятора проходит сверточное кодирование.

Необходимо отметить, что заимствованный из системы цифрового спутникового вещания сверточный код не является полностью оптимальным для условий приема демодулятора OFDM. По этой причине при разработке стандарта [3] предлагались и другие коды [8]. Однако сравнительные оценки корректирующих способностей различных кодов и такие же оценки стоимости создания новых технологий и специализированных интегральных схем для реализации новых методов кодирования показали целесообразность унификации и стандартизации сверточного кодирования для эфирного и спутникового вещания, что и было сделано в стандарте [3].

Принятый для эфирного цифрового вещания метод COFDM является более сложным по сравнению с методами квадратурной фазовой и амплитудной модуляции, используемыми в цифровых системах спутникового и кабельного вещания, что повышает стоимость бытового цифрового телевизора.